一种基于MMC的分布式单级光伏并网系统研究

  作者:阳鹏飞,王 卫,陈 瀚 时间:2020-03-30来源:电子产品世界

阳鹏飞,王  卫,陈  瀚 (湖南工业大学 电气与信息工程学院,湖南 株洲 412008)
摘  要:结合MMC和光伏电源的工作特性,利用模块化多电平换流器具有易级联扩展的优点,本文设计了 一种基于MMC的分布式单级光伏并网系统, 该拓扑结构能解决局部阴影条件下,光伏电源功率配置不平衡问 题。即在级联式MMC中的每一个半桥子模块中并联一组光伏阵列,并且这种新型子模块具备一定的故障切 除能力。这种分布式单级光伏并网系统,在减少DC/DC环节的情况下,本文设计了对应的控制方法,其中 MMC的并网控制采用基于PI的电流解耦并网控制,子模块的电容电压控制采用微调稳压的方法。通过PSCAD/ EMTDC仿真软件验证了该系统的有效性,结果显示该系统可以提高光伏阵列的太阳能利用率,满足对每一个 光伏阵列的单独控制、适合高电压等级的要求,而且对电网的谐波污染少。 

关键词:模块化多电平换流器;光伏阵列;子模块;电流解耦控制

0  引言 

我们目前使用的光伏系统中,一般串联数十个光伏 电池来提高逆变侧输出电压。对于这种连接方式,当出 现局部阴影时,会降低整个直流端的电流输出,影响整 个系统的最大功率点追踪控制。文献[1]在每个光伏组 件旁反并联一个二极管,当发生局部阴影时,二极管电 路会取代光伏电池运行,以免阴影组件影响整个系统输 出。这种结构带来的新问题,该阴影组件被取代后,会 变成负载消耗系统能源,降低了整个光伏系统的输出 效率。 

现在运行的VSC逆变器中,采用二三电平居多,如 文献[2]研究了在不同容量要求下,可以采用不同的三电 平光伏逆变器,但一般应用在低电压和中小容量场所, 单个逆变器无法承受高压和大容量的要求。若直接把传统的二三电平逆变器并联运行,如何确保开关器件的 同步触发、如何使各逆变器的输出电流平衡又称为一个 难点,文献[3-6]研究的是两级式光伏逆变,中间采用 boost/buck电路稳压,使得直流输出端达到最大效率值 运行。文献[7]的光伏逆变系统中,交流端需要添加LCL 滤波器,不仅增加经济成本,整体谐波也偏高。相反, 模块化多电平换流器(MMC)不仅能满足大容量和高 压的需求,而且MMC的输出电压波形为多电平的阶梯 波,输出谐波THD含量低,无需添加额外的滤波器,波 形质量较传统逆变器而言相对更好,因此探索MMC在 光伏并网中的应用是许多学者目前都在从事的研究,文 献[8]针对MMC在光伏中的应用进行了研究,但是采用 的是把每一个光伏电池经过DC/DC变换之后,与MMC 的每个子模块电容并联的形式,这种整合形式增加了经济成本,使得整个系统结构变得异常复杂。文献[9]提出 的一种基于MMC的新型光伏系统,控制过于复杂。 

基于上述研究情况,所以本文提出一种基于MMC 的分布式单级光伏并网系统,对MMC与光伏阵列结合 的新型子模块(PM)拓扑结构进行详细机理分析,把本文 设计的MMC新型子模块与传统半桥MMC子模块对比, 说明其特点。对新型子模块(PM)的稳压控制进行介绍, 使得PM的电容电压工作在光伏电池的最大功率点电压 附近。该系统的并网控制采用基于PI的电流解耦并网控 制。最后,通过PSCAD/EMTDC仿真软件验证该系统的 有效性。

1  基于MMC的光伏拓扑结构及原理 

本文提出的一种基于MMC的光伏并网系统如图1 所示。本文设计的MMC光伏并网结构主电路跟传统一 般MMC一样,总共分为三相,其中每一相包含两个桥 臂,每个桥臂中不仅包含N个PM子模块,而且每个上 下桥臂各自都有一个电感L1、L2。这种光伏阵列和子 模块结合成的PM模块与一般MMC级联电路不同,PM 模块省略了DC/DC变换电路,将光伏组件直接与子模块 的电容并联而成。另外传统MMC的子模块结构包括半 桥型子模块、全桥型子模块和双箝位型子模块。其中具 有支流故障穿越能力的是全桥型子模块和双箝位型子模 块,缺点是成本高、结构复杂。目前流行的半桥型子模 块不具备直流故障清除能力,基本上都是需要额外加装 交流断路器来保护线路。为此本文特意设计的MMC光 伏并网结构中,也对PM模块进行了细微改进。 

改进的PM模块结构如图2所示,与一般的PM模块不 同的是:加入了快速开关和压接式封装晶闸管,在AB 端口处并联了一个高速开关K1和两个晶闸管D4、D5,当 子模块发生故障时,使用K1闭合快速旁路故障,用于保 护子模块,使得桥臂电流连续,晶闸管D3、D4、D5则 用来保护与之对应的续流二极管,防止故障电流冲击续 流二极管。当电容电压过大或者MMC闭锁时,VT3导 通,使大电阻R成为电容和光伏电池的负载。


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1.1 子模块运行原理 

根据电流Ism 的大小和方向,采用合适地开关状 态,就可使PM模块的电容电压稳定在最大功率点电 压,从而保证了PV组件的最大功率输出。表1给出了 PM模块处于不同开关状态和电流方向(Ism 流入PM模块 时为正)时的PM模块电容电压Uc 的变化过程。表中: 开关状态1对应IGBT开通,0对应IGBT关断。根据光伏 电池的不同光照下的V-I曲线可知,当光伏电池的输出电压过高时,也就是子模块电容电压过高时,光伏电池 的输出电流基本为零,PM工作模式相当于普通的半桥 子模块工作方式。

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2  系统控制策略 

2.1 基于PI的电流解耦并网控制 

MMC的输出交流信号需要将三相并网电流变换到 d-q坐标系后,再利用PI控制器进行控制。MMC并网 运行时,其输出有功功率和无功功率各自与并网电流 在d轴和q轴上的分量id 、iq 有关,故只要对并网电流的 id 、iq 分量采取控制措施,就能实现对输出有功和无功 功率的单独控制。设usa、usb、usc是三相MMC的内部等 效交流输出电压,Leq和Req分别是单相MMC的等效电感 和电阻,eva、evb、evc为电网侧三相电压,iva、ivb、ivc为 电网侧三相电流。则

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经过Park变化又可以得到:

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以上公式可以看出MMC变换器的电流电压在d-q坐 标下是相互耦合关系,为此,我们可以采取解耦控制实 现并网。 

设K1、K2为PI比例系数,Ki1、Ki2为PI积分系数。 isd_ref和isq_ref分别是MMC并网电流在d-q坐标下isd、isq的 参考值。通过总结以上公式可以得到:

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由此得出,通过控制MMC输出电流的isd、isq分量, 就可以对其进行解耦控制,其具体控制框图如图3所 示,MMC的输出电流通过Park变换后得到isd、isq,然后 通过PI控制使isd、isq分别跟踪它们的参考值isd_ref、isq_ref, 两个PI控制器的输出再通过解耦控制后得到usd、usq,最 后将usd、usq进行Park反变换便可得到三相MMC输出电 压的参考值。其中,锁相环PLL提供了实时的相位角和频 率信息,保证输入信号与输出信号在频率和相位上保持 一致。

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2.2 PM模块电容电压微调制 

仅靠上层控制的并网电流解耦控制调节并不能保证 每个电容电压平衡。为此通过对各子模块的参考电压进 行微调,间接地调节对应子模块开关管在每个开关周期 内的占空比,最终达到桥臂内部电容电压平衡的控制效 果。以MMC的A相桥臂第j个子模块的驱动电压生成过 程为例,控制拓扑如图4所示。第j个子模块电容电压实 际值Uacj与整个桥臂的子模块电容电压之和Ua_cj的平均 值做差,所得的偏差量与该桥臂环流电流ij_ac的乘积经 过比例和限幅环节,即为参考电压的微调量Uajcref。然后 把A相的并网电流参考值Ua_ref与微调量相加,得到A相 上下桥臂每个子模块的独立驱动信号Uadiff_j,最后通过阀级调制策略对IGBT进行调制。

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其中,桥臂环流电流ij_ac为A相上下桥臂电流iap与ian 相加平分得来。

3  MMC调制方式 

本文采用的阀级调制方式为载波移相调制策略 (CPS-PWM)。调制原理如图5所示。

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该调制方法的等效开关频率很高(f=Nfc),而开关 器件的实际开关频率却很低,所以该调制策略具有良好 的谐波特性,非常适用于本文设计的控制系统。以A相 为例来说明,已知上下桥臂参考电压为upa、una则各子模 块的调制电压可以表示为:

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调制流程为:对于每个桥臂中的N个子模块,采用 相同开关频率的正弦波,每个子模块对应的三角载波 依次移开1/N个周期,即每一个子模块三角波之间相差 2π/N相位角,上、下2个桥臂的调制波相差180°或者为 同一调制波皆可,再让每一个子模块的载波与对应的调 制波进行比较,生成N组子模块对应的PWM调制信号,这样的话,任意时刻MMC投入运行的子模块个数为N, 且每相的中上、下桥臂入的模块个数互补。MMC的三 相桥臂调制波的相位角参考值见下表2。

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Uadiff_j为本文设计的CPS-PWM,载波采用高频率的 三角波fc,幅值为0~1,相位角设置如表2所示,最后由 调制波与三角载波的比较获得子模块的触发信号。
4  仿真验证 

本文仿真利用PSCAD/EMTDC电力系统仿真软件搭 建了一个基于MMC的分布式单级光伏并网模型,交流 输出为MMC的9电平构成,仿真时间为0.6 s,设直流电 压参考值为6 kV,桥臂电感为20 mH,子模块电容大小为 5 000 μF,载波频率为500 Hz,交流侧阻抗为10 Ω。其 中每个子模块中并联的光伏阵列的参数见表3。

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PM模块的电容电压经过微调控制,电压值稳定在 0.67 kV左右,与光伏阵列的最大功率点追踪控制电压 数值相差不大,其中一个PM模块的电容电压仿真结果 见图6。

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MMC经过基于PI的电流解耦控制以后,三相交流 输出电压和电流见图7和图8。

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对A相的交流输出电流进行谐波畸变率(THD)分 析,结果如图9所示,结果显示最大畸变率为0.268%。

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仿真结果表明,本文所提出的MMC拓扑结具有很强的优势,输出电流最高谐波畸变率为0.268%,符合 IEEE1547的电能质量要求。

5  结论 

本文提出的分布式单极MMC光伏并网系统适用大 电容、高电压的场合,而且子模块直接与光伏电池并 联,省去DC/DC变换电路环节,MMC的交流输出电压 和电流符合电能质量要求,无需滤波电路。通过基于PI 的电流解耦控制和电容电压微调控制,能够使得每一个 子模块的电容电压能够稳定在与其并联的光伏组件最大 功率点电压附近,从而确保PM模块输出效率最优。当 MMC的电平数量增多时,本文设计的光伏系统优势更 加明显。

参考文献: 

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关键词: 202004 模块化多电平换流器 光伏阵列 子模块 电流解耦控制

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