使用Onsemi源开关SiC JFET的反激变换器设计-电子产品世界手机版

使用Onsemi源开关SiC JFET的反激变换器设计

模拟技术时间：2025-12-23来源：

一、引言

Onsemi碳化硅（SiC）JFET是一种高性能、常开启型（normally-on）JFET晶体管，VDS-max范围为650V到1700V。提供高开关频率和低至4毫欧的超低导通电阻RDS (on)，所需芯片面积不到其他技术的一半。此外，低栅极电荷（Qg）得以进一步减少导通损耗和开关损耗。SiC JFET专为优化用于电源单元（PSU）和下游高压DC-DC转换，以应对未来AI数据中心机架的巨大功率需求。在电动汽车电池断开单元的应用中，通过使用基于SiC JFET的固态开关来替代多个组件，可提高运行效率和安全性。此外，SiC JFET还支持部分储能拓扑结构和固态断路器（SSCB）。

快速开关宽带隙（WBG）器件的出现显著提高了多种电源转换电路的功率密度，例如主动整流器、LLC谐振桥、相移全桥和双主动桥等。这些电路构成了高效AC-DC和DC-DC阶段的骨干，广泛应用于汽车、太阳能逆变器和数据中心电源，尤其是在高电压和功率密度是关键要求的情况下。除了高功率密度外，SiC在高电压（HV）应用中也具有吸引力，例如能量存储、太阳能逆变器和高电压牵引。在这些应用中，直流电压通常可以轻松超过800 V dc，交流电压范围可以从480 V ac到530 V ac。这种高功率和高电压系统通常由使用较低电压的电路进行控制。微处理器、通信协议、冷却风扇和传感器需要多种低电压。生成这些电压的一种常见方法是使用反激拓扑。高电压输入、中等功率的变换器在LED照明和激光电源等不同工业中也被广泛使用。在这些应用中，通常需要从高电压主侧到低电压副侧的电气隔离和高电压降比。其隔离变压器使反激变换器成为这些工业应用的良好候选者。

onsemi率先推出了基于SiC JFET的级联FET，具有与Si MOSFET、IGBT以及SiC MOSFET的门驱动兼容性，基于5 V阈值电压和20 V的宽门操作范围。这些器件本质上具有非常快的开关速度。在本应用说明中，使用一个离散的1.7 kV SiC JFET与一个30 V Si MOSFET在级联配置中作为反激电源中的主要功率开关。JFET不仅提供高电压阻断能力和效率，还通过双重作为启动电路的高电压通流元件简化了启动电路。将提供反激变换器的设计程序。包含模拟结果以展示设计概念。

图1. 使用JFET作为启动电源的源开关反激变换器使用HV JFET的源开关反激变换器

图1是本应用说明中实现的反激变换器的简化原理图。在此示例中，输入电压高达1000 V，生成调节后的12 V 60 W低电压输出。一个与低电压MOSFET（LV MOS）级联的JFET被用作主要开关。这个组合提供了低RDS(on)和快速开关。JFET的源连接到控制IC的V CC引脚以提供启动电源。辅助绕组的输出电压（Vaux）在启动后用于为控制IC供电。如果输出电压（Vout）落在控制IC的偏置电压范围内，并且不需要输入输出电气隔离，则启动后的偏置电源可以直接从输出绕组获取。启动后，LV MOS的D-S电压（Vds_LV）迅速充电，并保持在大约等于JFET门阈值的反向电压（|Vjgs_th|）的水平。控制IC的供电电压(VCC) 在此电压下被调节，直到控制器开始驱动 LV MOS 的栅极。因此，为了成功启动，|Vjgs_th| 需要高于启动所需的最小 VCC。如果这个要求没有满足，可以在 JFET 栅极路径中使用齐纳二极管来提升 Vds_LV 并将启动 VCC调节到更高的水平。在控制器开始切换后，辅助绕组电压 Vaux 开始建立。当该电压高于 Vds_LV 时，它与 VCC 进行或逻辑运算，并开始提供偏置电源。为了避免在启动后从 JFET 源抽取偏置电源，Vaux 需要设计在高于 |Vjgs_th | 的水平，并留有一定的余量。在许多应用中，主输出需要与初级侧电气隔离。在这些情况下，必须在输出电压反馈路径中使用光耦合器，或者应使用初级侧调节。为了专注于功率阶段设计，在此设计示例中使用了非隔离反馈回路，并采用逐周期峰值电流控制 (PCC)。在某些输入/输出工作条件下，反激式变换器可以设计为在不连续导通模式 (DCM)、临界导通模式 (CrM) 或连续导通模式 (CM) 下工作。通常的做法是在所需的工作条件下为最佳操作设计 CrM 模式的变换器。在本应用说明中，当变换器完全加载且输入电压处于其额定范围的下限时，变换器设计为在 CrM 下工作。当在更高的输入电压和/或较轻的负载下运行时，它进入 DCM 模式，并在较低输入电压和满载下运行时进入 CM 模式。

二、功率阶段设计

步骤 1. 确定 CrM 模式下的开关频率 (FSW) 和占空比 (DCrM)

一般来说，开关频率由设计的尺寸和效率要求决定。频率越高，被动元件的尺寸越小，因此一般成本也越低。另一方面，更高的 F SW 会增加开关器件和磁性元件的功率损耗。因此，虽然对该参数的决定在某种程度上是任意的，但需要根据设计约束进行折中。中低功率反激式变换器通常在几百千赫兹的范围内切换。在竞争设计要求的紧约束下，可能需要进行几次设计迭代来选择该参数。选择 CrM 的占空比的主要考虑因素是每个开关周期中的能量传输平衡。由于初级感应能量在开启周期中积累并在关闭周期中释放，因此在 CrM 操作中使用 0.5 的平衡占空比是合理的。

步骤 2. 确定最大初级电感

最大 Lpri可以通过将方程 1 应用于额定最小电压 (Vin_nom_min) 的 CrM 操作来找到：

其中 Po 是总输出功率，η 是假定的效率，Ipp1 是初级峰峰电流，Lpri 是反激变压器初级绕组电感，FSW 是开关频率。最大 Lpri 可以从方程 1 中找到：

当 Lpri 小于或等于从方程 2 计算得出的值时，变换器在满载和输入电压高达 Vin_nom_min 时以 CM 或 CrM 工作，在其他工作条件下以 DCM 工作。

步骤 3. 确定最大变压器匝比

忽略输出整流二极管和电阻元件中的电压损耗，CrM 下的输入输出电压调节可以用方程 3 表示。

其中 Nps 是从初级绕组到主输出绕组的变压器匝比。

步骤 4. 查找主元件选择的电流和电压

当变换器在 CM 或 CrM 模式下工作时，可以使用以下方程计算初级电流。开启周期内的平均输入电流：

峰峰电流：

初级峰值电流：

相应的初级 RMS 电流：

当在 CrM 工作时，占空比 D 为 0.5，而在 CM 模式下工作时通过以下方程计算。

次级电流可以通过将主电流反射到次级侧来计算：

施加到功率开关上的最大电压应力发生在直流输入电压达到最大水平时。

在开关瞬态期间，开启电流尖峰也需要仔细评估，因为它是开启开关损耗的主要贡献因素。它还可能干扰控制器的峰值电流检测。当尖峰持续时间大于控制器的前沿消隐（LEB）时间时，控制器将在主电流达到反馈回路设定的峰值水平之前关闭主开关。开启电流尖峰的主要部分来自变压器主绕组的寄生电容。这种电容需要在变压器设计中最小化。吸收电容的充放电电流是此尖峰电流的另一个贡献来源。因此，吸收器中的电容应保持在最低水平，不超过关闭 dv/dt 和电压过冲控制所需的水平。低压 MOS 与 JFET 级联，使 JFET 开关并以与 JFET 相同的方式导通上述电流。其电流额定值需要满足所有最坏情况要求。其电压额定值需要高于 JFET 门阈值电压，并留有显著余量。通常使用 30 V MOSFET。在关断瞬态期间，稳态 Vds_LV 仅略高于 JFET 门阈值电压 |Vjgs_th |。但如果 JFET 关断过慢，Vds_LV 可能会充电到高于低压 MOS 的额定电压的水平，并发生重复雪崩。为了避免这种重复雪崩，低压 MOS 的关断瞬态应设计得比 JFET 的关断瞬态慢，通过适当调整两个开关的门电阻来实现。否则，需要使用额定重复雪崩的低压 MOS，或者可以在低压 MOS 并联添加一个适当额定的齐纳二极管，以在关断瞬态期间将 V ds_LV 限制在其雪崩电压以下。

三、启动电路和控制器设计

级联开关的一个独特优势是简化了转换器的启动电路。在典型的高压启动电路中，需要第二个高压电路（通常是直接从高压总线获取电源的电阻串）来为控制器提供初始电源。这个高压电路在转换器启动后继续耗散功率。使用高压 JFET 级联配置，可以消除该启动电路及相关的功率损耗。

onsemi 的 NCV12711 被用于控制该设计中的功率开关。它是一个峰值电流控制器（PCC），能够进行逐周期电流限制。由于其跳过周期模式，输出可以在非常轻负载条件下进行调节，且转换器中的功率损耗最小。NCV12711 一旦其 VCC 达到 4 V 就开始切换。这低于大多数高压 JFET 的阈值电压。因此，转换器可以在不使用齐纳二极管的情况下启动，而不需要在 JFET 门路径中生成高于 |Vjgs_th | 的启动 VCC。然而，4 V 的门电压可能太低，无法驱动许多低压 MOS。为了解决这个问题，可以使用 IC 的 UVLO 引脚来覆盖这个最低 VCC，并确保控制器仅在其 VCC 达到高于 4 V（但仍低于 |Vjgs_th |）的水平时开始切换。这将在后面的仿真模型中演示。另一个考虑是控制器 VCC 引脚在开始切换之前的最大电流消耗。它需要小于 JFET 在 VCC 偏置到启动水平时可以提供的电流。从该控制器 IC 的数据表中，开始切换的 ICC(max) 为 4 mA。为此应用选择的 JFET 需要在 Vds_LV 通过其门阈值并完全关闭之前，至少提供这个电流。

四、阻尼器设计注意事项

由于反激变压器不可避免的漏感以及功率回路中的寄生电感，通常需要在反激转换器中使用阻尼器。传统上，采用RCD阻尼器来捕获并耗散变压器初级绕组在关断时漏感中的能量，同时在次级整流二极管两端使用RC阻尼器来抑制开通时的电流振铃。初级RCD阻尼器在钳制由变压器漏感引起的电压尖峰方面是有效的。然而，一旦阻尼器中的电容被充电，它就不会改变主开关的关断速率（dv/dt）。次级RC阻尼器有助于在初级开通周期内抑制电流振铃。当变压器的漏感较大时，将这个RC阻尼器放置在初级侧，与变压器绕组或RCD二极管并联会更加有效。这种RC阻尼器会增加开通电流，从而增加开关损耗。因此，用于此阻尼器的电容需要最小化，仅足以抑制电流振铃，并为主控制器IC的CS引脚提供干净的电流上升信号。除了上述阻尼器外，还可能需要在级联开关器件两端直接放置另一个RC阻尼器。该器件RC阻尼器的目的是：

1. 控制Vds关断过冲，

2. 抑制关断瞬态后的Vds振铃，

3. 降低Vds关断dv/dt。

在高压反激应用中，关断电流通常较低。如果回路电感也最小化，那么这个器件RC阻尼器可能就不必要了。需要在设计实施后结合测试结果来做出决定。如果使用了这个器件阻尼器，RC参数需要仔细选择，因为它会为主开关和电阻本身增加额外的开通损耗。可以参考CJFET用户指南进行RC参数的初步选择。

五、设计示例

示例反激转换器的关键设计规格如下：

l Vin：标称范围200 V至800 V，工作范围30 V至1000 V；

l Vout：12 V；

l Pout：60 W；

l Vo（Aux）：12 V；

l Paux：2 W。

选择150 kHz的开关频率和0.5的占空比，并假设在200 V输入电压下效率为95%，使用公式2计算得到最大初级电感为：Lpri = 0.95 × 2 × 0.5² × 200 /（60 + 2）× 150k = 511 µH（公式14）

使用公式3，计算从初级到主输出的最大匝比为：Nps = 0.5 × 200 /（1 + 0.5）× 12 = 16.7（公式15）

为了避免辅助绕组出现非整数匝数，在本设计中选择整数16。变压器的匝比为：Npri：Nsec：Naux = 16：1：1（公式16）

输出和辅助绕组的磁化电感为：Lsec = Laux = 511 / 16² = 2 µH（公式17）

当功率开关关断时，其承受的最大电压应力为：Vds_max = 1000 + 16 × 12 = 1192 V（公式18）

根据公式4至7，计算在200 V输入电压和满载时，转换器工作在临界连续模式（CrM）下的初级电流为：

Iavg1（on）（200Vin）= 0.66 A；

Ipp1（200Vin）= 1.28 A；

Ipk1（200Vin）= 1.31 A；

Irms1（200Vin）= 0.54 A。

次级电流为：

Iavg2（off）（200Vin）= 10.56 A；

Ipp2（200Vin）= 20.48 A；

Ipk2（200Vin）= 20.38 A；

Irms1（200Vin）= 8.55 A。

由于较低的输入电压会导致电流更高，因此还需要计算在最低输入电压下的电流，作为最坏情况。使用公式8，当输入电压最低为30 V时，占空比为：

D30Vin = 0.87

电流为：

Iavg1（on）（30Vin）= 2.47 A；

Ipp1（30Vin）= 0.34 A；

Ipk1（30Vin）= 2.64 A；

Irms1（30Vin）= 2.30 A。

次级电流为：

Iavg2（off）（30Vin）= 39.5 A；

Ipp2（30Vin）= 5.28 A；

Ipk2（30Vin）= 42.14 A；

Irms1（30Vin）= 14.52 A。

这些计算结果证实，在输入电压极低（30 V）且满载时，电流应力最大。计算得到功率开关两端的最大VDS为1192 V。加上20%的裕度，应使用至少1430 V的开关器件。计算得到的RMS漏极电流为2.3 A，重复电流尖峰为2.64 A。这个电流峰值是被感应到的最大值。

控制器 CS 引脚并用于确定关闭开关的时间瞬间。在实际电路中，开启瞬态尖峰可能会高得多，需要通过测试进行检查。控制器 NCV12711 的静态电流约为 4 mA。考虑到启动电路中的电流泄漏，JFET 提供的启动电流需要大于 5 mA。基于上述计算，onsemi 的 1700 V/6.8 A JFET UF3N170400B7S 非常适合此应用。其 V jgs_th 约为 9 V。它可以在整个工作温度范围内在此栅电压下提供启动电流，如图 2 所示。留出一些 V jgs_th 变化的余量，并将控制器 UVLO 电压设计为 7.0 V，转换器可以通过此 JFET 源电压启动。onsemi 的 30 V MOSFET NTMD4N03R2 用于仿真中的 LV MOSFET。根据图 3 中显示的栅电阻值，V ds_LV 远低于 30 V，并且在下一节的仿真中未观察到重复的雪崩现象。此示例反激转换器的完整原理图及组件值如图 3 所示，这也是用于获得下一节仿真结果的仿真模型。在仿真模型中，Cxpri、L4 和 L5 是仿真的寄生元件。它们在不同的电路板和变压器设计中具有不同的值。为了缩短仿真时间，输出中使用了相对较小的滤波电容。在实际应用中，根据输出纹波要求，它们可能需要更大。

图 2. UF3N170400B7S 漏电流与栅源电压曲线

图 3. 使用级联 JFET 作为主开关的反激转换器仿真模型。

六、模拟结果

模拟的关键波形对于三个输入电压，200 V、400 V 和 1000 V，在本节中给出。对于每个输入电压，使用电流源负载来演示负载阶跃瞬态和不同负载条件下的稳态行为。

图 4. 输入电压设置为 200 V 的模拟波形

图 4 显示了输入电压设置为名义最小值 200 V 的完整瞬态仿真运行的波形。V(lvd) 和 V(aux) 曲线可用于演示两个电源之间的启动偏置功率共享：JFET 电源和变压器辅助绕组。在开关开始之前，V(lvd)（粉色曲线）高于 V(aux)（蓝色曲线），JFET 电源提供启动偏置功率。在大约 0.6 毫秒时，软启动过程尚未完成，但输出过压保护启动并停止开关，直到 Vout 降低到再次开始开关的点。输入电压为 200 V 时的轻负载操作如图 6 所示，输出电流设置为 1 A。波形显示了 DCM 模式下典型的反激操作。全负载操作如图 7 所示，输出设置为 5 A。这是设计的 CrM 操作。