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(b)模态2

(c)模态3

(d)模态4

(e)模态5

图4产生环流的波形（Vin=60V）

(f)模态6

模态6的出现。因此有

（1－D）Ts1/（2fr）（4）

考虑到Ts=1/fs，则式（3）和式（4）决定了占空比D的范围

[1－fs/（2fr）]Dfs/（2fr）（5）

从式（5）中可以看出，扩大占空比范围的最简单方式是增大开关频率fs。然而，当开关频率fs偏离谐振频率太大时，则输出电压会按式（1）和式（2）的规律下降。如用表1中的数值，则占空比的范围计算结果是

0.44D0.56（6）

对于由式（6）所给的占空比，变换器能恰好工作于没有能量环流的状态。然而，当输入电压变化范围和负载范围变化更大时，为了调节输出电压，必须要扩大占空比的范围。为避免在扩大占空比的范围时导致效率的急剧下降，则必须采取新的方法来克服这种情况。

表2变换器工作模式模式模态转换次序条件
Ⅰ1－2－3－5－1D=0.4(Vin=60V)
Ⅱ1－2－3－4－1D=0.5(Vin=48V)
Ⅲ1－6－3－4－1D=0.6(Vin=40V)
4提高效率的两种方案

41倍流型整流电路

为避免效率下降,我们使用了一种倍流[6]同步整流电路的ZVSPWM控制串联谐振变换器,如图5所示。这种变换器的工作模态见图6。其仿真参数值与表1给出的基本相同，两个电感LO1和LO2仿真参数是7μH。变换器的模态转换顺序总是1－2－3－4。在这种整流电路中，能流回馈现象不再存在。因而，效率下降的原因被消除了。其工作模态简要介绍如下：

1）模态1这一模态表示了从S4到S3换流的过

图3图1所示变换器的工作模态

图5具有倍流同步整流电路的ZVSPWM控制串联谐振变换器

程。当输入电压反向时，谐振电流下降幅度很大。谐振电流耦合到变压器副边，其值将小于输出电感电流值iLO2，开关管S3的体二极管导通；变压器电压变为零，S4关断。然而，S4的体二极管却是开通的，这样，谐振电流继续减少，自然，对于在变压器电压变为零之前的电流来说，则是反方向增加。当这一电流增加到比输出电感电流iLO1还大时，S4的体二极管关断。这一模态变化到下一模态。

2）模态2在这一时间段，开关管S4关断，S3由于变压器电压保持导通。这样，输出电感iLO1通过谐振电流充电。这是能流从输入端传到输出端的过程。

3）模态3这一模态和模态1对称。这时开关管S3换向到S4。

关键词： 同步 提高 整流 效率 研究 变换器 谐振 ZVS PWM 控制