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Σ-Δ 型模数转换器（ADC）可轻松实现 24 位及以上的有效位数（ENOB），极其适用于微弱信号的精密测量。该类转换器广泛应用于电子秤、压力表、工业温度传感器（如电阻式温度检测器、热电偶）、高保真音频录放以及生理信号监测（心电图、脑电图等）场景。

相较于逐次逼近寄存器型（SAR）ADC 和流水线型 ADC，传统 Σ-Δ ADC 依靠过采样与均值处理换取测量精度，牺牲了转换速率，因此输出数据速率受限。而连续时间（CT）Σ-Δ ADC的问世，将其输出采样速率从每秒数百采样点提升至兆采样点级别，大幅拓展了应用范围。本文重点剖析连续时间 Σ-Δ ADC 的架构，并与离散时间（DT）Σ-Δ ADC展开对比分析。

由于 Σ-Δ ADC 在工业领域主要用于精密信号采集，信噪比（SNR）与有效位数（ENOB）便成为评判其性能的核心指标。

本文借助亚德诺半导体（ADI）的信号链路设计工具，对直流电压、中高频交流电压、压力传感器、电流检测等典型工业场景进行建模；选取AD4134（连续时间型）与AD7768-1（离散时间型）作为对比器件，实测两款芯片的信噪比与有效位数表现。

一、离散时间 Σ-Δ ADC 基础架构

调制器

图 1 为 Σ-Δ ADC 完整功能框图，调制器是其核心单元。在离散时间架构中，模拟输入信号首先经过采样保持电路（S&H），再送入调制器环路。调制器按照过采样时钟频率工作，量化器在每个时钟周期更新输出，生成高速、低位宽的数字码流，作为后级数字滤波器与抽取电路的输入信号。

图1：离散时间 ADC 功能框图。

一阶 Σ-Δ 调制器线性模型说明

X(z)：输入信号

E(z)：量化噪声（等效为加性白噪声）

H(z) = Z⁻¹/1 – Z⁻¹：积分器（延时累加单元）

Y(z)：输出信号

根据反馈控制理论，输出表达式为：

Y(z)= X(z) STF(z) + E(z) NTF(z)

其中：

信号传输函数 STF(Z)= Z⁻¹，仅引入纯延时；

噪声传输函数 NTF(Z)=1− Z⁻¹，等效为高通滤波器。

令 Z=ejωt 转换至频域，噪声项幅值为：

∣NTF(f)∣= 2/sin(π f/fs)

当频率趋近于 0（直流或低频信号）时，∣NTF(f)∣ 趋近于 0，说明低频段噪声被大幅抑制。

从系统层面来看，调制器阶数越高，噪声传输函数的零点数量越多，更多量化噪声会被推离有效信号带宽，系统整体信噪比随之提升。以一阶 Σ-Δ 调制器为例，可通过对应公式估算信噪比。

由公式可知，提升调制器阶数可优化信噪比，同时过采样率（OSR）也是影响信噪比的关键参数。

过采样

若模拟信号采样速率为 FS，在直流至 FS 的频率范围内，奈奎斯特频率为 FS/2。量化噪声通常均匀分布在整个频带内，幅值为 1 个最低有效位（LSB）。图 2a 为典型 SAR ADC 的工作特性：模拟信号采样后，在直流至奈奎斯特频率的目标带宽内，噪声基底保持平坦。

图2：西格玛-Δ模数转换器的操作方案。

图 2b 展示了以 K⋅FS 速率采样的效果，此处过采样率 K 通常取 16 或 32。该采样频率远高于直流至 FS/2 的有效信号带宽。

过采样的核心优势是简化抗混叠滤波器（AAF）设计，具体作用如下：

l  采样频率提升至 K⋅FS 后，奈奎斯特区间大幅拓宽；

l  总噪声功率保持不变，但噪声被分散到更宽的频谱中，基带（有效信号频带）内的噪声谱密度显著降低。

简言之，对模拟信号进行过采样，本质是降低带内噪声。过采样率每提升一倍，信噪比约提升 9 分贝，等效分辨率增加 1.5 位。

噪声整形与抽取滤波

信号随后进入数字滤波环节，该环节一般采用辛格滤波器实现。由于噪声分布在更宽频带内，带内噪声被进一步压低。

噪声整形是 Σ-Δ 转换器的核心特性：将有效频带内的噪声搬移至高频区域，实现带内噪声抑制，频谱分布变化如图 2c 所示。借助这一特性，后级数字滤波器可轻松滤除信号带宽外的高频噪声。

抽取基于信号与噪声的均值处理原理，对数字滤波器输出进行降采样，相当于对信号再次做均值处理，数学上等效为低通滤波。直观来看，抽取操作能够优化信号质量、降低噪声基底。

二、连续时间 Σ-Δ ADC 架构

离散时间 Σ-Δ ADC 前端必须配置采样保持电路完成模拟信号采样，而连续时间 Σ-Δ ADC 取消了这一模块，模拟信号可直接送入调制器，采样动作在量化器环节完成，如图 3 所示。

图3：连续时间Σ-Δ模数转换器的功能模块。

离散时间架构中，采样保持电路呈现容性输入阻抗，内部采样电容需要在极短的采样窗口内完成满幅充电。为保证电容快速稳定、输出无振铃，避免采集到畸变信号，前端驱动电路设计难度极大，通常需要选用高速、高精度运算放大器，这会推高物料成本、增大 PCB 布板面积。

连续时间 Σ-Δ ADC 去除采样保持电路后，输入端呈现阻性输入阻抗（图 4）。驱动阻性负载远比驱动容性负载简单，对于输出阻抗较低的信号源，可直接与 ADC 相连，大幅简化整体信号链路设计。

图4：连续时间Σ-Δ模数转换器的信号输入路径。

连续时间 Σ-Δ 调制器同样由积分器、量化器与反馈环路构成，可持续跟踪并修正输出信号。与离散时间架构一致，连续时间 Σ-Δ ADC 也搭配数字滤波器和抽取电路，噪声整形、滤波、均值抽取的工作原理与前文所述完全相同。

三、工业场景下连续时间与离散时间 Σ-Δ ADC 性能对比

下文结合多种工业应用场景，对比两类架构的实际表现。

直流电压测量

交直流电压精密测量是工业应用的基础需求。在图 5 测试电路中，AD4134（连续时间型）可省去外部驱动电路，电压源直接接入 ADC 输入端，这正是其阻性输入阻抗带来的优势。

图5：使用 LTC6373、LTC6655B-2.5、ADA4945-1、ADR4540A、AD7768-1 和 AD4134 的直流信号测量电路。

而采用离散时间架构的 AD7768-1，受前端采样保持电路限制，必须搭配外部驱动电路。图 6、图 7 测试结果表明：在直流、中高频交流电压测量场景中，AD4134 的信噪比与有效位数均优于对比器件。

图6：直流信号测量结果。

图7：500 kHz交流电压测量结果。

压力传感器测量

压力传感器普遍具有较高输出阻抗，因此测量电路前端必须接入仪表放大器保障信号完整性，该要求对 AD4134 同样适用（电路见图 8）。实测结果（图 9）显示，在此类应用中，连续时间架构依旧拥有更优异的信噪比与有效位数。

图8：压力传感器测量电路。

图9：9. 压力传感器测量结果。

电流检测测量

电流检测场景同样存在信号源阻抗偏高的问题，前端需配置仪表放大器（电路见图 10）。图 11 测试数据证明，AD4134 在电流检测应用中仍保持性能优势。

图10：电流感测测量电路。

图11：电流感测量结果。

下表对连续时间 Σ-Δ ADC、离散时间 Σ-Δ ADC 以及 SAR ADC 进行了全面对比。可以看出，连续时间 Σ-Δ ADC 具备工作带宽更大、输入信号链路设计更简单、抗电磁干扰（EMI）能力更强等优势；但该架构也存在设计短板，例如输入共模电压范围相对受限。

工程人员需结合系统实际需求，择优选择适配的 ADC 架构。

四、总结

结合上述分析与仿真测试结果，可得出以下结论：

1.       在多数工业精密测量场景中，连续时间 Σ-Δ ADC 自带滤波特性，无需设计复杂的高阶前端抗混叠滤波器；

2.       更大的工作带宽拓展了器件适用范围，可处理传统 Σ-Δ 架构无法覆盖的高频信号；

3.       阻性输入阻抗特性省去了高速高精度运放驱动电路，有效缩小 PCB 面积、降低整体设计成本；

4.       若信号源输出阻抗较高，仍需在信号源与 ADC 之间增加仪表放大器，否则会产生负载效应，造成信号衰减与测量误差；

5.       连续时间 Σ-Δ ADC 更易实现多器件同步，对于复杂工业系统的同步采样应用至关重要。

关键词： 模数转换器 CT-ADC DT-ADC 信噪比 工业测量 过采样 噪声整形